sábado, 3 de diciembre de 2011

BIBLIOGRAFIA







Comparación entre los diferentes transistores de potencia


A continuación se presenta una breve tabla de comparación de tensiones, corrientes, y
frecuencias que pueden soportar los distintos transistores descritos.


Los valores mencionados no son exactos, dada la gran disparidad que se puede encontrar
en el mercado. En general, el producto tensión-corriente es una constante (estamos limitados
en potencia), es decir, se puede encontrar un MOSFET de muy alta tensión pero con corriente
reducida. Lo mismo ocurre con las frecuencias de trabajo. Existen bipolares de poca potencia
que trabajan tranquilamente a 50kHz, aunque no es lo más usual.



Pérdidas en conducción y en conmutación


Una problemática de los semiconductores de potencia está relacionada con sus pérdidas
y con la máxima disipación de potencia que pueden alcanzar. Como se ha mencionado
anteriormente, si se supera la temperatura máxima de la unión (uniones entre distintos tipos
de semiconductores) en el interior de un dispositivo, éste se destruye rápidamente. Para ello es
necesario evacuar la potencia que se disipa mediante radiadores, que en algunos casos pueden
ser de gran tamaño.


La disipación de potencia no es otra cosa que las pérdidas que tiene el dispositivo
semiconductor. Existen dos mecanismos que provocan las pérdidas. Lo que se denominan
pérdidas en conducción, es decir, cuando el interruptor está cerrado y por tanto hay
circulación de corriente. Por ejemplo, un MOSFET cuando está cerrado se comporta como
una resistencia de valor Ron, de manera que disipa una potencia que vale aproximadamente
Ron I2. Además existen unas pérdidas adicionales, denominadas pérdidas en conmutación,
que se producen cuando un semiconductor pasa del estado de bloqueo a conducción y
viceversa. Las transiciones de corriente y tensión en el semiconductor no son instantáneas ni
perfectas, con lo que en cada conmutación se producen unas determinadas pérdidas. El lector
rápidamente entenderá que las perdidas en conmutación dependen de la frecuencia de
conmutación, es decir, cuantas más veces por segundo abra y cierre un transistor, más
potencia estará disipando el semiconductor. Es decir, las pérdidas en conmutación dependen
directamente de la frecuencia de trabajo del dispositivo. De ahí que se debe limitar la
frecuencia de conmutación de cualquier dispositivo en electrónica de potencia para evitar su
destrucción. La figura 2.27 muestra las curvas de tensión (VDS), corriente (IDS) y potencia (P)
de un MOSFET inicialmente bloqueado (OFF). Se puede ver la conmutación de OFF a ON,
después un periodo que se mantiene en conducción para después volver a cerrarse. La figura
muestra las pérdidas (potencia disipada) relacionadas con la conmutación y la conducción del
dispositivo.



Comparación de prestaciones entre los diferentes dispositivos de
electrónica de potencia.


A continuación se presenta una tabla con las prestaciones de los dispositivos de potencia
más utilizados, haciendo especial hincapié en los límites de tensión, corriente y frecuencia de
trabajo.

Tabla de prestaciones:





Regiones de Utilización: en función de las características de cada dispositivo, se suele
trabajar en distintas zonas, parametrizadas por la tensión, la corriente y la frecuencia de
trabajo. Una clasificación cualitativa se presenta en la siguiente figura:



Por otro lado, la figura 2.28 muestra un gráfico que compara las capacidades de
tensión, corriente y frecuencia de los componentes controlables.






En la siguiente tabla se añaden otras características importantes a tener en cuenta en el
diseño de circuitos de electrónica de potencia.




Por último la figura 2.29 muestra algunas posibles aplicaciones de los distintos
dispositivos de electrónica de potencia.




Figura 2.29. Aplicaciones de la Electrónica de Potencia según los dispositivos empleados.












IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)


El transistor IGBT, de las siglas en inglés “Isolated Gate Bipolar Transistor”, es un
dispositivo híbrido, que aprovecha las ventajas de los transistores descritos en los apartados
anteriores, o sea, el IGBT reúne la facilidad de disparo de los MOSFET con las pequeñas
pérdidas en conducción de los BJT de potencia. La puerta está aislada del dispositivo, con lo
que se tiene un control por tensión relativamente sencillo. Entre el colector y el emisor se
tiene un comportamiento tipo bipolar, con lo que el interruptor es muy cercano a lo ideal. La
figura 2.24 muestra la simbología para este tipo de transistores.




Su velocidad de conmutación, en principio, similar a la de los transistores bipolares, ha
crecido en los últimos años, permitiendo que funcione a centenas de kHz, en componentes
para corrientes del orden de algunas decenas de Amperios.

Principio de funcionamiento y estructura


La estructura del IGBT es similar a la del MOSFET, pero con la inclusión de una capa
P+ que forma el colector del IGBT, como se puede ver en la figura 2.25.
Gracias a la estructura interna puede soportar tensiones elevadas, típicamente 1200V
y hasta 2000V (algo impensable en los MOSFETs), con un control sencillo de tensión de
puerta. La velocidad a la que pueden trabajar no es tan elevada como la de los MOSFETs,
pero permite trabajar en rangos de frecuencias medias, controlando potencias bastante
elevadas.

En términos simplificados se puede analizar el IGBT como un MOSFET en el cual la
región N- tiene su conductividad modulada por la inyección de portadores minoritarios
(agujeros), a partir de la región P+, una vez que J1 está directamente polarizada. Esta mayor
conductividad produce una menor caída de tensión en comparación a un MOSFET similar.





El control del componente es análogo al del MOSFET, o sea, por la aplicación de una
polarización entre puerta y emisor. También para el IGBT el accionamiento o disparo se hace
por tensión.

La máxima tensión que puede soportar se determina por la unión J2 (polarización
directa) y por J1 (polarización inversa). Como J1 divide 2 regiones muy dopadas, se puede
concluir que un IGBT no soporta tensiones elevadas cuando es polarizado inversamente.
Los IGBT presentan un tiristor parásito. La construcción del dispositivo debe ser tal
que evite el disparo de este tiristor, especialmente debido a las capacidades asociadas a la
región P. Los componentes modernos no presentan problemas relativos a este elemento
indeseado.

En la figura 2.26 se muestra la característica I-V del funcionamiento de un IGBT.
El IGBT tiene una alta impedancia de entrada como el MOSFET, y bajas pérdidas de
conducción en estado activo como el Bipolar, pero no presenta ningún problema de ruptura
secundaria como los BJT.




El IGBT es inherentemente más rápido que el BJT. Sin embargo, la velocidad de
conmutación del IGBT es inferior a la de los MOSFETs.




MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors)


Así como podemos decir que el transistor bipolar se controla por corriente, los
MOSFET son transistores controlados por tensión. Ello de debe al aislamiento (óxido de
Silicio) de la puerta respecto al resto del dispositivo. Existen dos tipos básicos de MOSFET,
los de canal n y los de canal p, si bien en Electrónica de Potencia los más comunes son los
primeros, por presentar menores pérdidas y mayor velocidad de conmutación, debido a la
mayor movilidad de los electrones con relación a los agujeros.


La figura 2.21 muestra un recordatorio de los símbolos utilizados para estos
dispositivos.




Si bien el TBP fue inventado a finales de los años 40, ya en 1925 fue registrada una
patente que se refería a un método y un dispositivo para controlar el flujo de una corriente
eléctrica entre dos terminales de un sólido conductor. Así mismo, tal patente, que se puede
considerar como la precursora de los Transistores de Efecto de Campo, no redundó en un
componente práctico, puesto que entonces no había tecnología que permitiese la construcción
de los dispositivos. Esto se modificó en los años 60, cuando surgieron los primeros FETs,
pero aún con limitaciones importantes con respecto a las características de conmutación. En
los años 80, con la tecnología MOS, fue posible construir dispositivos capaces de conmutar
valores significativos de corriente y tensión, con velocidad superior al que se obtenía con los
bipolares.

Principio de funcionamiento y estructura


El terminal de puerta G (Gate) está aislado del semiconductor por óxido de silicio
(SiO2). La unión PN define un diodo entre la Fuente S (Source) y el Drenador D (Drain), el
cual conduce cuando VDS < 0. El funcionamiento como transistor ocurre cuando VDS > 0. La
figura 2.22 muestra la estructura básica del transistor.

Cuando una tensión VGS > 0 es aplicada, el potencial positivo en la puerta repele los
agujeros en la región P, dejando una carga negativa, pero sin portadores libres. Cuando esta
tensión alcanza un cierto valor umbral (VT), electrones libres (generados principalmente por
efecto térmico) presentes en la región P son atraídos y forman un canal N dentro de la región
P, por el cual se hace posible la circulación de corriente entre D y S. Aumentando VGS, más
portadores son atraídos, ampliando el canal, reduciendo su resistencia (RDS), permitiendo el
aumento de ID. Este comportamiento caracteriza la llamada “región óhmica”.



La circulación de ID por el canal produce una caída de tensión que produce un “efecto
embudo”, o sea, el canal es más ancho en la frontera con la región N+ que cuando se conecta
a la región N-. Un aumento de ID lleva a una mayor caída de tensión en el canal y a un mayor
“efecto embudo”, lo que conduciría a su colapso y a la extinción de la corriente. Obviamente
el fenómeno tiende a un punto de equilibrio, en el cual la corriente ID se mantiene constante
para cualquier VDS, caracterizando una región activa o de saturación del MOSFET. La figura
2.23 muestra la característica estática del MOSFET de potencia.

Una pequeña corriente de puerta es necesaria apenas para cargar y descargar las
capacidades de entrada del transistor. La resistencia de entrada es del orden de 1012 Ohms.
De forma análoga a los bipolares, tenemos fundamentalmente tres zonas de trabajo
bien diferenciadas:

- Corte: La tensión entre la puerta y la fuente es más pequeña que una determinada tensión
umbral (VT), con lo que el dispositivo se comporta como un interruptor abierto.

- Óhmica: Si la tensión entre la puerta y la fuente (o surtidor) es suficientemente grande y la
tensión entre el drenador y la fuente es pequeña, el transistor se comporta como un interruptor
cerrado, modelado por una resistencia, denominada RON.

- Saturación: Si el transistor está cerrado pero soporta una tensión drenador-surtidor elevada,
éste se comporta como una fuente de corriente constante, controlada por la tensión entre la
puerta y el surtidor. La disipación de potencia en este caso puede ser elevada dado que el
producto tensión-corriente es alto.






Obviamente, en Electrónica de Potencia nos interesa que un MOSFET trabaje en corte
o en óhmica (interruptor abierto o cerrado). Atención con los nombres de las zonas de trabajo,
que pueda causar confusión al lector cuando se habla de un bipolar y de un MOSFET.
Observar que la zona de saturación de un BJT corresponde a la zona Óhmica del MOSFET y
que la zona de saturación de éste corresponde a la zona activa del BJT.

Uno de los inconvenientes de los transistores MOSFET es que la potencia que pueden
manejar es bastante reducida. Para grandes potencias es inviable el uso de estos dispositivos,
en general, por la limitación de tensión. Sin embargo, son los transistores más rápidos que
existen, con lo cual se utilizan en aplicaciones donde es necesario altas velocidades de
conmutación (se pueden llegar a tener aplicaciones que trabajan a 1MHz, algo impensable
para los bipolares).

Otro de los inconvenientes de este tipo de transistores es que la resistencia en
conducción RON varía mucho con la temperatura y con la corriente que circula, con lo que no
se tiene un comportamiento de interruptor casi ideal como en el caso de los bipolares. Sin
embargo, su ventaja más relevante es la facilidad de control gracias al aislamiento de la
puerta. El consumo de corriente de puerta es pequeño y se simplifica el diseño del circuito de
disparo (driver) y control correspondiente.


Para evitar los inconvenientes del MOSFET y del bipolar y aprovechar las ventajas de
ambos, los fabricantes han introducido un dispositivo nuevo, denominado IGBT que se
describe en el siguiente apartado.





Transistores


En Electrónica de Potencia, los transistores generalmente son utilizados como
interruptores. Los circuitos de excitación (disparo) de los transistores se diseñan para que
éstos trabajen en la zona de saturación (conducción) o en la zona de corte (bloqueo). Esto
difiere de lo que ocurre con otras aplicaciones de los transistores, como por ejemplo, un
circuito amplificador, en el que el transistor trabaja en la zona activa o lineal.

Los transistores tienen la ventaja de que son totalmente controlados, mientras que, por
ejemplo, el SCR o el TRIAC sólo dispone de control de la puesta en conducción. Los tipos de
transistores utilizados en los circuitos electrónicos de potencia incluyen los transistores BJT,
los MOSFET y dispositivos híbridos, como por ejemplo, los transistores de unión bipolar de
puerta aislada (IGBT). A continuación veremos cada uno de ellos.


Transistor Bipolar de Potencia (TBP)


Más conocidos como BJTs (“Bipolar Junction Transistors”), básicamente se trata de
interruptores de potencia controlados por corriente. Como el lector recordará existen dos tipos
fundamentales, los “npn” y los “pnp”, si bien en Electrónica de Potencia los más usuales y
utilizados son los primeros. La figura 2.15 muestra un recordatorio de los símbolos empleados
para representar los transistores bipolares.



Principio de funcionamiento y estructura


La figura 2.16 muestra la estructura básica de un transistor bipolar npn.

La operación normal de un transistor se hace con la unión J1 (B-E) directamente polarizada, y
con J2 (B-C) inversamente polarizada.

En el caso de un transistor npn, los electrones son atraídos del emisor por el potencial
positivo de la base. Esta capa central es suficientemente fina para que la mayor parte de los
portadores tenga energía cinética suficiente para atravesarla, llegando a la región de transición
de J2, siendo entonces atraídos por el potencial positivo del colector.

El control de Vbe determina la corriente de base, Ib, que, a su vez, se relaciona con Ic
por la ganancia de corriente del dispositivo.



En la realidad, la estructura interna de los transistores bipolares de potencia (TBP) es
diferente. Para soportar tensiones elevadas, existe una capa intermediaria del colector, con
baja concentración de impurezas (bajo dopado), la cual define la tensión de bloqueo del
componente.

La figura 2.17 muestra una estructura típica de un transistor bipolar de potencia. Los
bordes redondeados de la región de emisor permiten una homogeneización del campo
eléctrico, necesaria para el mantenimiento de polarizaciones inversas débiles entre base y
emisor. El TBP no soporta tensiones en el sentido opuesto porque la elevada concentración de
impurezas (elevado dopado) del emisor provoca la ruptura de J1 en bajas tensiones (5 a 20 V).



La preferencia en utilizar TBP tipo NPN se debe a las menores pérdidas con relación a
los PNP, lo cual es debido a la mayor movilidad de los electrones con relación a los agujeros,
reduciendo, principalmente, los tiempos de conmutación del componente.

Características estáticas


Los transistores bipolares son fáciles de controlar por el terminal de base, aunque el
circuito de control consume más energía que el de los SCR. Su principal ventaja es la baja
caída de tensión en saturación. Como inconvenientes destacaremos su poca ganancia con v/i
grandes, el tiempo de almacenamiento y el fenómeno de avalancha secundaria.


El transistor, fundamentalmente, puede trabajar en tres zonas de funcionamiento bien
diferenciadas, en función de la tensión que soporta y la corriente de base inyectada:
- Corte: no se inyecta corriente a la base del transistor. Éste se comporta como un
interruptor abierto, que no permite la circulación de corriente entre colector y emisor. Por
tanto, en ésta zona de funcionamiento el transistor está desactivado o la corriente de base no
es suficiente para activarlo teniendo ambas uniones en polarización inversa.
- Activa: se inyecta corriente a la base del transistor, y éste soporta una determinada
tensión entre colector y emisor. La corriente de colector es proporcional a la corriente de base,
con una constante de proporcionalidad denominada ganancia del transistor, típicamente
representada por las siglas F β o F h . Por tanto, en la región activa, el transistor actúa como un
amplificador, donde la corriente del colector queda amplificada mediante la ganancia y el
voltaje vCE disminuye con la corriente de base: la unión CB tiene polarización inversa y la BE
directa.
- Saturación: se inyecta suficiente corriente a la base para disminuir la vCE y conseguir que
el transistor se comporte como un interruptor cuasi ideal. La tensión que soporta entre sus
terminales es muy pequeña y depende del transistor. En éste caso ambas uniones están
polarizadas directamente. Se suele hablar de la tensión colector-emisor en saturación.
La figura 2.18 muestra la característica estática de un transistor bipolar npn. Tal como
se muestra en su característica V-I, una corriente de base suficientemente grande IB>IC/β
(dependiendo de la I de colector) llevará al componente a la plena conducción. En el estado de
conducción (saturación) la tensión vCE(sat) está normalmente entre 1-2 V.

La característica de transferencia se muestra en la figura 2.19.




En Electrónica de Potencia, obviamente, interesa trabajar en la zona de corte y en la
zona de saturación, dado que en la zona activa se disipa mucha potencia y en consecuencia el
rendimiento del sistema puede llegar a ser muy pequeño. Además téngase en cuenta que dado
que en Electrónica de Potencia se trabaja con tensiones y corrientes elevadas, esa disipación
de potencia debe evacuarse de algún modo, o de lo contrario podemos llegar a destruir el
semiconductor por una excesiva temperatura en su interior.

Las diferencias básicas entre los transistores bipolares de señal y los de potencia son
bastante significativas. En primer lugar, la tensión colector-emisor en saturación suele estar
entre 1 y 2 Volts, a diferencia de los 0,2-0,3 Volts de caída en un transistor de señal.

Conexión Darlington
Otra diferencia importante es que la ganancia de un transistor de potencia elevada
suele ser bastante pequeña. Ello conlleva que debido a las grandes corrientes de colector que
se deben manejar, la corriente por la base debe ser también elevada, complicando el circuito
de control de base del transistor. Para transistores de señal se suelen obtener valores de
ganancia entorno a 200, mientras que para transistores de potencia es difícil llegar a obtener
valores de ganancia de 50. Si por ejemplo un TBP con β = 20 va a conducir una corriente de
colector de 60 A, la corriente de base tendría que ser mayor que 3 A para saturar el transistor.
El circuito de excitación (“driver”) que proporciona esta alta corriente de base es un circuito
de potencia importante por sí mismo.

Para evitar esta problemática se suelen utilizar transistores de potencia en
configuraciones tipo Darlington, donde se conectan varios transistores de una forma
estratégica para aumentar la ganancia total del transistor. Ésta configuración se muestra en la
figura 2.20.


Las principales características de esta configuración son:
• Ganancia de corriente β = β1 .(β2+1) + β2
• T2 no satura, pues su unión B-C está siempre inversamente polarizada
• Tanto el disparo como el bloqueo son secuenciales. En el disparo, T1 entra en
conducción primero, dándole a T2 una corriente de base. En el bloqueo (apagado), T1
debe conmutar antes, interrumpiendo la corriente de base de T2.

Debido a que la ganancia de corriente efectiva de la combinación o conexión es,
aproximadamente, igual al producto de las ganancias individuales (β = β1 .(β2+1) + β2), se
puede, por tanto, reducir la corriente extraída del circuito de excitación (driver). La
configuración Darlington puede construirse a partir de dos transistores discretos o puede
obtenerse como un solo dispositivo integrado.

En general los transistores bipolares se utilizan para potencias medias, y frecuencias
de trabajo medias (hasta unos 40 kHz). La ventaja de este tipo de interruptores es que su caída
de tensión en conducción es bastante constante, si bien el precio que se paga es la
complejidad del circuito de control, ya que es un semiconductor controlado por corriente. Este
tipo de transistores, a diferencia de los que se verán en los siguientes apartados, suelen ser
bastante económicos.












GTO (“Gate Turn-Off Thyristor”)
A pesar de que el GTO fue inventado en el inicio de la década de los años 60, ha sido
poco empleado debido a sus reducidas prestaciones. Con el avance de la tecnología en el
desarrollo de dispositivos semiconductores, se han encontrado nuevas soluciones para mejorar
tales componentes que hacen que hoy ocupen una franja significa dentro de la electrónica de
potencia, especialmente en aquellas aplicaciones de elevada potencia, con dispositivos que
alcanzan los 5000 V y los 4000 A.

Como se ha visto en los apartados anteriores, uno de los inconvenientes de los
tiristores tipo SCR o TRIAC es que no tenemos control externo por parte del usuario del paso
de conducción a bloqueo. Para aquellas aplicaciones en las que nos interese poder bloquear un
interruptor de potencia en cualquier instante es necesario utilizar otro tipo de semiconductores
diferentes a los SCRs o TRIACs.


El GTO es un tiristor con capacidad externa de bloqueo. La puerta permite controlar
las dos transiciones: paso de bloqueo a conducción y viceversa. El símbolo utilizado para el
GTO se muestra en la siguiente figura (Fig. 2.12), así como su estructura interna en dos
dimensiones.




Principio de funcionamiento
El GTO tiene una estructura de 4 capas, típica de los componentes de la familia de los
tiristores. Su característica principal es su capacidad de entrar en conducción y bloquearse a
través de señales adecuadas en el terminal de puerta G.

El mecanismo de disparo es parecido al del SCR: suponiendo que está directamente
polarizado, cuando se le inyecta corriente a la puerta, circula corriente entre puerta y cátodo.
Como la capa de la puerta es suficientemente fina, gran parte de los portadores se mueven
hasta la capa N adyacente, atravesando la barrera de potencial y siendo atraídos por el
potencial del ánodo, dando inicio a la corriente anódica. Si ésta corriente se mantiene por
encima de la corriente de mantenimiento, el dispositivo no necesita de la señal de puerta para
mantenerse en conducción.

La figura 2.13 muestra una representación simplificada de los procesos de entrada y
salida de conducción del GTO.

La aplicación de una polarización inversa en la unión puerta-cátodo puede llevar a la
abertura o bloqueo del GTO. Portadores libres (agujeros) presentes en las capas centrales del
dispositivo son atraídas por la puerta, haciendo que sea posible el restablecimiento de la
barrera de potencial en la unión J2.

Aparentemente tal comportamiento también sería posible en el SCR. Pero, en realidad, las diferencias están en el nivel de construcción del componente. El funcionamiento como
GTO depende, por ejemplo, de factores como:


• Facilidad de extracción de portadores por el terminal de puerta – esto es posible
debido al uso de impurezas con alta movilidad.

• Rápida desaparición de portadores en las capas centrales – uso de impurezas con bajo
tiempo de recombinación. Esto indica que un GTO tiene una mayor caída de tensión
en conducción, comparado a un SCR de dimensiones iguales.

• Soportar tensión inversa en la unión puerta-cátodo, sin entrar en avalancha – menor
dopado en la región del cátodo.

• Absorción de portadores de toda la superficie conductora – región de puerta-cátodo
con gran área de contacto.

Al contrario del SCR, un GTO puede no tener la capacidad de bloquear tensiones
inversas.



La figura siguiente (Fig. 2.14) muestra las características estáticas (corriente – tensión) del
GTO.


Si la corriente por la puerta es positiva, el semiconductor pasará del estado “OFF” al
estado “ON”. Por el contrario, si la corriente por la puerta es negativa, el semiconductor
dejará de conducir, pasando del estado de “ON” a “OFF”.

Con ello se tiene un control total del estado del semiconductor en cualquier momento.

Nótese que al tratarse de un tiristor, la corriente sólo puede circular de ánodo a cátodo, pero
no en sentido contrario. Evidentemente, este dispositivo es más caro que un SCR y además el
rango de tensiones y corrientes es más pequeño que en el caso de los SCRs. En general se
suelen llegar a potencias entorno a los 500kW como máximo. La tensión ánodo-cátodo en
conducción directa también es más elevada que para los tiristores convencionales.







TRIAC
El TRIAC (“Triode of Alternating Current”) es un tiristor bidireccional de tres
terminales. Permite el paso de corriente del terminal A1 al A2 y vivecersa, y puede ser
disparado con tensiones de puerta de ambos signos.

Cuando se trabaja con corriente alterna, es interesante poder controlar los dos sentidos
de circulación de la corriente. Evidentemente, con un SCR, sólo podemos controlar el paso de
corriente en un sentido. Por tanto uno de los motivos por el cual los fabricantes de
semiconductores han diseñado el TRIAC ha sido para evitar este inconveniente. El primer
TRIAC fue inventado a finales de los años 60. Simplificando su funcionamiento, podemos
decir que un TRIAC se comporta como dos SCR en antiparalelo (tiristor bidireccional). De
esta forma, tenemos control en ambos sentidos de la circulación de corriente. La figura 2.9
muestra el esquema equivalente de un TRIAC.


La figura 2.10 muestra el símbolo utilizado para representar el TRIAC, así como su
estructura interna en dos dimensiones. Como se ha mencionado, el TRIAC permite la
conducción de corriente de ánodo a cátodo y viceversa, de ahí que los terminales no se
denominen ánodo y cátodo, sino simplemente ánodo 1 (A1) y ánodo 2 (A2). En algunos
textos dichos terminales se denominan MT1 y MT2.
Como en el caso del SCR, tenemos un terminal de control denominado puerta que nos
permite la puesta en conducción del dispositivo en ambos sentidos de circulación. Si bien el
TRIAC tiene varios mecanismos de encendido (con corrientes positivas y negativas), lo más
usual es inyectar corriente por la puerta en un sentido para provocar la puesta en conducción.






La figura 2.11.muestra la característica estática I-V del TRIAC. Se puede observar que
presenta estado de conducción tanto para iA positiva como negativa, y puede ser disparada
desde el estado de corte al de conducción tanto para vA1A2 positiva como negativa. Además, la
corriente de puerta que fuerza la transición del estado de corte al de conducción puede ser
tanto positiva como negativa. En general, las tensiones y corrientes necesarias para producir la
transición del TRIAC son diferentes según las polaridades de las tensiones aplicadas.




Una de las ventajas de este dispositivo es que es muy compacto, requiriendo
únicamente un único circuito de control, dado que sólo dispone de un terminal de puerta. Sin
embargo, tal y como está fabricado, es un dispositivo con una capacidad de control de
potencia muy reducida. En general está pensado para aplicaciones de pequeña potencia, con
tensiones que no superan los 1000V y corrientes máximas de 15A. Es usual el empleo de
TRIACs en la fabricación de electrodomésticos con control electrónico de velocidad de
motores y aplicaciones de iluminación, con potencias que no superan los 15kW. La frecuencia
máxima a la que pueden trabajar es también reducida, normalmente los 50-60Hz de la red
monofásica.


Activación o disparo y bloqueo de los SCR



Podemos considerar cinco maneras distintas de hacer que el SCR entre en conducción:
a) Disparo por tensión excesiva

Cuando está polarizado directamente, en el estado de bloqueo, la tensión de
polarización se aplica sobre la unión J2 (ver figura 2.4). El aumento de la tensión VAK lleva a
una expansión de la región de transición tanto para el interior de la capa de la puerta como
para la capa N adyacente. Aún sin corriente de puerta, por efecto térmico, siempre existirán
cargas libres que penetren en la región de transición (en este caso, electrones), las cuales son
aceleradas por el campo eléctrico presente en J2. Para valores elevados de tensión (y, por
tanto, de campo eléctrico), es posible iniciar un proceso de avalancha, en el cual las cargas
aceleradas, al chocar con átomos vecinos, provoquen la expulsión de nuevos portadores que
reproducen el proceso. Tal fenómeno, desde el punto de vista del comportamiento del flujo de
cargas por la unión J2, tiene el efecto similar al de una inyección de corriente por la puerta, de
modo que, si al iniciar la circulación de corriente se alcanza el límite IL, el dispositivo se
mantendrá en conducción (ver figura 2.7).

b) Disparo por impulso de puerta
Siendo el disparo a través de la corriente de puerta la manera más usual de disparar el
SCR, es importante el conocimiento de los límites máximos y mínimos para la tensión VGK y
la corriente IG, como se muestra en la figura 2.8.




El valor VGmin indica la mínima tensión de puerta que asegura la conducción de todos
los componentes de un tipo determinado, para la mínima temperatura especificada.

El valor VGmax es la máxima tensión de puerta que asegura que ningún componente de
un tipo determinado entrará en conducción, para la máxima temperatura de operación.
La corriente IGmin es la mínima corriente necesaria para asegurar la entrada en
conducción de cualquier dispositivo de un cierto tipo, a la mínima temperatura.

El circuito de disparo puede reducirse a su equivalente Thevenin (ver figura 2.8) para
determinar la recta de carga sobre las curvas características vGK-iG. Para el ejemplo de la
figura 2.8, la recta de carga cortará los ejes en los puntos 6 V (tensión en vacío de corriente de
disparo) y 6 V / 12 Ω = 0,5 A (intensidad de cortocircuito). Para asegurar la operación
correcta del componente, la recta de carga del circuito debe asegurar que superará los límites
vGmin y iGmin, sin exceder los demás límites (tensión, corriente y potencia máxima).

c) Disparo por derivada de tensión
Si a un SCR se le aplica un escalón de tensión positivo entre ánodo y cátodo con
tiempo de subida muy corto, del orden de microsegundos, los portadores sufren un
desplazamiento infinitesimal para hacer frente a la tensión exterior aplicada.
Como se comentó para el caso de disparo por tensión excesiva, si la intensidad de
fugas alcanza el valor suficiente como para mantener el proceso regenerativo, el tiristor
entrará en conducción estable y permanecerá así una vez pasado el escalón de tensión que lo
disparó.
El valor de la derivada de tensión dv/dt depende de la tensión final y de la
temperatura, tanto menor cuanto mayores son éstas.
d) Disparo por temperatura
A altas temperaturas, la corriente de fuga en una unión P-N inversamente polarizada
aproximadamente se duplica con el aumento de 8º C. Así, el aumento de temperatura puede
llevar a una corriente a través de J2 suficiente para llevar el SCR al estado de conducción.
e) Disparo por luz
La acción combinada de la tensión ánodo-cátodo, temperatura y radiación
electromagnética de longitud de onda apropiada puede provocar también la elevación de la
corriente de fugas del dispositivo por encima del valor crítico y obligar al disparo.

Los tiristores diseñados para ser disparados por luz o tiristores fotosensibles LASCR
(“Light Activated SCR”) suelen ser de pequeña potencia y permiten un aislamiento óptico
entre el circuito de control y el circuito de potencia.